On the Phase Tracking Reference Signal (PT-RS) Design for 5G New Radio (NR)

摘要——由于智能手机/移动设备的普及，支持各种宽带应用和服务，移动数据流量的规模达到了前所未有的水平，这要求下一代移动通信系统，即第五代（5G）。毫米波（mmWave）频段可以提供更大的可用频谱带宽，因此被认为是显著提升5G NR容量的最有前景的方式之一。然而，工作在毫米波频段的设备和网络无线电节点会受到相位噪声的影响，若未能纠正相位噪声，网络性能可能会遭受显著的损失。本文研究了相位噪声的影响，并提供了通过使用相位跟踪参考信号（PT-RS）来跟踪相位噪声的全面解决方案，该信号在3GPP Release 15中已被标准化。本文还研究了诸如PT-RS模式、干扰随机化、多TRP操作等设计方面，并提供了评估结果。

关键词——5G NR；PT-RS；共相位误差（common phase error，CPE）；干扰随机化

I. 引言
5G网络预计将提供具有不同特点和连接控制的系统接入和服务，以满足未来服务的需求。在这方面，5G网络需要高度灵活，以适应新的需求。该下一代蜂窝网络的基础是5G新无线电（NR）[1]-[2]，这是支持广泛变化的5G设备类型、服务、部署和频谱的新型OFDM基础空中接口的全球5G标准。5G NR的最明显变化是朝着更高的毫米波（mmWave）频率发展，作为显著提升5G容量的一种非常有前景的方式。然而，毫米波设备和网络接入点由于发射机和接收机频率振荡器的失配，容易遭受严重的相位噪声[3]-[4]。基本上，相位噪声是由活动组件和损耗元件中的噪声引起的，这些噪声上变频到载波频率。频率合成器通常由参考振荡器（或时钟）、电压控制振荡器（VCO）和带有频率分配器、相位频率探测器电荷泵和环形滤波器的锁相环（PLL）组成。在这方面，5G NR引入了相位跟踪参考信号（PT-RS）来跟踪相位，并减轻由相位噪声引起的性能损失[5]-[6]。

欧洲委员会资助的5GPPP第I阶段mmMAGIC项目[7]-[8]研究了毫米波频率下的相位噪声建模，并提出了PT-RS插入的初步设计解决方案（涉及时间和频率密度）[9]。当前阶段II ONE5G项目[10]-[11]对5G RAN设计进行了更为全面的审视，涵盖了cmWave（低于6 GHz）和毫米波频谱部分。在ONE5G中，参考信号设计针对大规模MIMO等新兴技术所带来的挑战进行了研究[11]。

在本文中，我们提供了一个全面的解决方案，涵盖了PT-RS设计问题的各个方面，例如PT-RS模式、干扰随机化等。一些已研究的问题已经被纳入5G NR标准[5]-[6]，而一些问题则是5G进一步发展的潜在增强。在第二节中，介绍了相位噪声模型，考虑相位噪声的OFDM信号模型在第三节中进行了研究。各种PT-RS设计问题在第四节中进行了探讨，并提供了评估结果。本文的总结在第五节。

II. PHASE NOISE MODELS

相位噪声的特性通常通过其功率谱来解释。因此，开发了多种方法来将实际相位噪声谱近似为用于分析的模型。最简单的模型是单极/零极模型，已在IEEE P802.15中采用[12]。然而，它是一个简单的PLL 线性模型，因此没有考虑其他相位噪声源。在[13]中，提出了一种新模型，考虑了参考时钟、PLL和VCO等三个主要噪声源，但环路带宽无法轻易调节。因此，作为一种在易用性分析和良好近似实际相位噪声特性之间的折中解决方案，我们提出了多极/零极模型，该模型通过增加更多的极/零频率项从单极/零极模型扩展，表示如下：

$$S(f)=\text{PSD0}\prod _{n=1}^N\frac{1+{\left(\frac{f}{f_{z,n}}\right)}^2}{1+{\left(\frac{f}{f_{p,n}}\right)}^2},\text{\hspace{1em}(1)}$$

其中，PSD0是零频率（$f=0$）的功率谱密度，$f_{z,n}$是零频率，$f_{p,n}$是极频率。多极/零极模型具有以下优点：

• 提供了一个简单的框架，用于将模拟相位噪声的功率谱密度转换为离散时间相位噪声（即基带版本），通过使用双线性变换进行仿真，给定极/零频率。
• 实际的相位噪声功率谱可以通过少量极/零来很好地近似。

III. OFDM BASED SIGNAL MODEL

表1显示了两个参数集，这些参数集来自分别在30GHz和60GHz频率下工作的实际振荡器[14]。

此外，如果工作载波频率发生变化，则PSD将根据$20{\log }_{10}\left(\frac{f_c}{f_{c,\text{base}}}\right)$ 进行变化（单位：dBc/Hz）。图1显示了在4GHz、30GHz和70GHz中心频率下的两个参数集的PSD。

III. OFDM BASED SIGNAL MODEL

当发射机和接收机之间的振荡器频率不匹配时，频率差异导致接收信号频谱在基带的偏移。在OFDM中，这会导致 the bins of FFT 与接收到的信号的sinc脉冲的峰值之间的错位。这打破了子载波之间的正交性，从而导致了频谱泄漏。每个子载波都会干扰其他子载波（尽管这一效应在相邻子载波之间更为显著），而且由于子载波的数量很多，这种干扰是等同于高斯噪声的随机过程。因此，这种频率偏移会降低接收机的信噪比（SINR）。OFDM接收机需要跟踪并补偿相位噪声。

在只有相位噪声的情况下，假设没有加性白高斯噪声（AWGN），基带接收到的信号如下所示：

$$y[n]=\frac{1}{\sqrt{N}}\sum _{k=0}^{N-1}{S}_k{e}^{j\frac{2\pi }{N}kn}{e}^{j\theta [n]},$$

其中，发送的信号乘以一个有噪声的载波 $e^{j\theta [n]}$。

接收信号通过FFT处理，以便获取在OFDM符号中传输的$m$-th子载波上的符号，如下所示：

$$\begin{array}{rl}{\hat{S}}_m& =\frac{1}{N}\sum _{n=0}^{N-1}y[n]e^{-j\frac{2\pi }{N}mn}\\ & =S_m\frac{1}{N}\sum _{n=0}^{N-1}{e}^{j\theta [n]}+\frac{1}{N}\sum _{k=0,k\ne m}^{N-1}{S}_k\sum _{n=0}^{N-1}{e}^{j\frac{2\pi n}{N}(k-m)}{e}^{j\theta [n]}\end{array}\text{\hspace{1em}(3)}$$

由于右边式（3）中的第一项（即在一个OFDM符号时长内$e^{j\theta [n]}$）不依赖于子载波索引$m$，它被称为共相位误差（CPE）。这一项导致接收符号的星座图发生共相位旋转。CPE可以通过参考信号估算并去除。第二项则会导致载波间干扰（ICI）。由于相位噪声，ICI会导致星座图模糊，如图2所示。

EVM（Error Vector Magnitude，误差矢量幅度）定义为误差矢量功率与参考功率的均方根（RMS）之比，按百分比表示如下：

$$\text{EVM}(dB)=10{\log }_{10}\left(\frac{P_{\text{error}}}{P_{\text{reference}}}\right)\text{\hspace{1em}(4)}$$

其中，$P_{\text{error}}$是误差矢量的均方根幅度，$P_{\text{reference}}$是参考矢量的均方根幅度。5G NR的发射EVM要求如下表所示。

在[14]中已经证明，通过CPE补偿，至少在较低的毫米波频段（例如30GHz）上，可以实现所需的EVM。 因此，相位跟踪参考信号（PT-RS）被引入，主要用于补偿CPE，这是本文的重点。PT-RS也可用于高频带的ICI缓解，并且有可能用于CFO和多普勒估计，但这些超出了本文的范围。

IV. PT-RS DESIGN

在本节中，我们研究了PT-RS设计方面的问题，如模式设计、干扰随机化、CoMP操作的增强等。评估结果也已给出，参数在[15]中进行了定义。

A. PT-RS模式

在相位跟踪精度和信号开销之间存在权衡。如果PT-RS的密度较高，相位跟踪精度较高，CPE可以得到更好的补偿，从而获得更好的性能。然而，更高的PT-RS密度也意味着更大的信号开销，这可能导致较低的频谱效率或有效传输速率，即每秒每赫兹传输的信息位数。图3显示了两种不同的PT-RS时间密度。

在本节中，给出了不同时域PT-RS密度中的BLER性能的分析。BLER性能如图4和图5所示，适用于分配了32个物理资源块（PRBs）的情况。

图4和图5显示，在时域中降低PT-RS密度会降低BLER性能，无论调制阶数如何。然而，当时间密度从1降低到2时，性能下降尤为显著，即在256 QAM的情况下，从每个OFDM符号的PT-RS减少为每隔一个OFDM符号的PT-RS。即使在时间密度为2时，尽管PT-RS信号开销减少了一半，每个RB传输更多的信息数据位，但由于BLER性能较差，有效的信息数据传输速率会遭遇性能损失。相反，对于64QAM，时间密度减少导致的降级要小得多。考虑到PT-RS信号开销从时间密度1减少到2时减少了一半，频谱效率可能会得到提高。 因此，PT-RS的时间密度可以是调制阶数的函数，并且应该随着调制阶数的增加而增加。

根据分配的RB，我们还研究了频域中不同PT-RS密度下的BLER性能。图6和图7分别展示了分配了32PRB和8PRB的BLER性能。为了集中关注性能与频域密度的关系，假设PT-RS在每个OFDM符号的时域中都被分配。

下面一张图的图题应该是 8 PRB

在32PRB的情况下，分别在每个4PRB中使用1个PT-RS相比于在每个1PRB中使用1个PT-RS时，BLER性能更好。这些结果表明，过多的PT-RS密度只会降低数据传输的有效码率。在8PRB的情况下，每个1PRB中使用1个PT-RS的BLER性能最佳。我们可以推测，当分配较小的PRB时，相位噪声补偿更为重要。此外，更高的PT-RS密度也意味着更大的信号开销。考虑到PT-RS开销与性能之间的权衡，适当的子载波数量可以根据分配的RB数量不同而不同，从而更准确地估算CPE。 从高效资源管理的角度来看，基于调度带宽来配置PT-RS模式是有益的，并且密度应随着分配带宽数量的增大而减小。

D. CoMP and multi-TRP Operation

在CoMP中，单个UE可以由多个邻近的gNB支持，从而将单个支持gNB的干扰转化为有效信号。在5G NR中，预计会使用大量天线元素在gNB上。这些天线元素通常被分组为面板，其中载波信号通过不同的振荡器驱动馈入天线面板。这被称为多TRP（multi transmit panel）操作。因此，在相位噪声的意义上，在CoMP和多TRP场景中，接收多个载波信号，这些载波信号由不同的振荡器驱动，需要单独的补偿。

在为多TRP或CoMP传输设计PT-RS时，PT-RS承载资源元素（REs）的正交分配是最稳健的选项。下面图12展示了2个CoMP gNB或多面板的例子。

PT-RS的正交性可以在频域中提供，如示例中所示。当CoMP组中的gNB数量较高或存在多个发射面板时，信号开销的增加是一个现实的挑战。在多TRP的情况下，一种可能的实现方案在多用户（MU）MIMO的情况下中进行了讨论。

如上所述，由相位噪声引起的典型CPE会将星座图旋转有限的角度，因此只有高阶调制方案受CPE的影响。MCS较高的用户接收较好的SNR信号，并且通常位于gNB附近。当将MU-MIMO用户组进行分组时，组内会有高MCS和低MCS用户。

如果PT-RS在没有功率提升的情况下并且使用比窄波束数据传输更宽的波束进行传输，则接收到的PT-RS的EIRP（有效全向辐射功率）将低于数据传输的EIRP。较低MCS的用户通常离小区中心较远，将接收到的PT-RS的有效功率较低，并且能够将PT-RS当作干扰丢弃（他们不需要CPE修正）。他们将能够请求gNB在这些资源元素（REs）中分配数据，这些资源元素通过窄波束进行传输。相同的资源元素在宽波束传输中用于PT-RS，惠及较高MCS的用户，对于这些用户，相同的资源元素将保持空闲。通过这种有效功率的区分，对于MU-MIMO配置，PT-RS和数据的非正交复用成为可能，这有效地提高了系统的频谱效率。

V. CONCLUSIONS

目前在3GPP-NR Release 15中，关于PT-RS的规范正在最终定稿，主要是通过CP-OFDM来支持eMBB应用场景。Release 16旨在为新的服务提供更多支持，如集成接入和回程、非地面网络等，关于相位噪声的研究将进入新的领域。我们将继续进行与PN相关的研究，以覆盖这些新方面。